22毕业论文：晶闸管双闭环不可逆直流调速系统设计

随着工业自动化，集成化的不断把发展现在市场中已有多种型号的六脉冲触发集成电路广泛应用于各种控制中，从本设计的简单和稳定性出发，本设计直接采用系列的三相全控桥式整流电路的集成触发器作为三相整流电路的触发电路。

的内部是由个二极管构成的个或门，其作用是将件电流环截至频率，晶闸管装置传递函数近似条件为，现故该近似条件满足。

忽略反电动势影响的近似条件为，现节器超前时间常数为满足要求，应取，因此电流环开环增益为于是电流调节器的比例系数为校验近似条态跟随性能指标和频域指标与参数的关系参数关系阻尼比ξ超调量上升时间∞峰值时间∞相对稳定裕度截止频率计算电流调节器参数电流调惯性型的，因此电流调节器选用调节器，其传递函数为另检查电源电压的抗扰动性能参照附表的典型型系统动态抗扰性能可采用调节器。

表典型型系统动间常数，可得电流环的小时间常数为选择电流调节器结构根据设计要求电流超调量并且保证稳态电流无静差，可以按典型型系统设计电流调节器。

电流环控制对象是双到电流环的近似结构框图如图所示电流环动态结构图可简化为图电流环动态结构框图确定时间常数根据已知数据得电磁时间常数三相桥式晶闸管整流电路的平均后时间，取电流反馈滤波时得多，对电流环来说，反电动势是个变化较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即这样在按动态性能设计电流环时，可以不考虑反电动势变化的影响。

也就是说可以去掉反电动势的作用这样得电流调节器的设计在图画线结构框图中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。

实际反电动势与转速成正比，系统的电磁时间常数远小于机电时间常数，因此转速的变化往往比电流变化慢为。

根据已知参数可求得转速反馈系数为电流反馈系数为另外由根据电机参数得似，根据各调节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数转速反馈系数电流反馈系数本设计中电流调节器输出负限幅值为，正限幅值为转速调节器输出负限幅值为，正限幅值分，达到稳态时，输入为零，输出的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。

后面需要调节器提供多么大的输出值，它就能提供多少，直到饱和为止。

双闭环调速系统的稳态参数计算和无静差系统的稳态计算相载电流决定的，而控制电压的大小则同时取决于和。

这些关系反映了调节器不同于调节器的特点。

调节器的输出量总是正比于其输入量，而调节器则不然，其输出量在动态过程中决定于输入量的积变量之间有下列关系在稳态工作点上，转速是由给定电压决定的，的输出量是有负把整个电流环看作是转速调节系统中的个环节，再设计转速调节器如图所示为双闭环直流调速系统动态结构框图。

图双闭环直流调速系统动态结构框图在双闭环调速系统在稳态工作中，当转速和电流两个调节器都不饱和时，各盾问题分成两步来解决，第步先解决主要矛盾，即动态稳定性和稳定精度，然后再进步满足其他动态性能指标。

按照先内环后外环的般系统设计原则，从内环开始，逐步向外扩展。

在这里，首先设计电流调节器，然后这样计算会比较麻烦。

所以本设计采用工程设计方法先确定调节器的结构，以确保系统稳定，同时满足所需的稳定精度。

再选择调节器的参数，以满足动态性能指标的要求。

这样做，就把稳，准，快和抗干扰之间相互交叉的矛图设计串联校正装置的方法设计双闭环调速系统这样每次都需要先求出该闭环的原始系统开环对数频率特性，在根据性能指标确定校正后系统的预期特性，经过反复调试才能确定调节器的特性，从而选定其结构并计算参数但是这图设计串联校正装置的方法设计双闭环调速系统这样每次都需要先求出该闭环的原始系统开环对数频率特性，在根据性能指标确定校正后系统的预期特性，经过反复调试才能确定调节器的特性，从而选定其结构并计算参数但是这样计算会比较麻烦。

所以本设计采用工程设计方法先确定调节器的结构，以确保系统稳定，同时满足所需的稳定精度。

再选择调节器的参数，以满足动态性能指标的要求。

这样做，就把稳，准，快和抗干扰之间相互交叉的矛盾问题分成两步来解决，第步先解决主要矛盾，即动态稳定性和稳定精度，然后再进步满足其他动态性能指标。

按照先内环后外环的般系统设计原则，从内环开始，逐步向外扩展。

在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的个环节，再设计转速调节器如图所示为双闭环直流调速系统动态结构框图。

图双闭环直流调速系统动态结构框图在双闭环调速系统在稳态工作中，当转速和电流两个调节器都不饱和时，各变量之间有下列关系在稳态工作点上，转速是由给定电压决定的，的输出量是有负载电流决定的，而控制电压的大小则同时取决于和。

这些关系反映了调节器不同于调节器的特点。

调节器的输出量总是正比于其输入量，而调节器则不然，其输出量在动态过程中决定于输入量的积分，达到稳态时，输入为零，输出的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。

后面需要调节器提供多么大的输出值，它就能提供多少，直到饱和为止。

双闭环调速系统的稳态参数计算和无静差系统的稳态计算相似，根据各调节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数转速反馈系数电流反馈系数本设计中电流调节器输出负限幅值为，正限幅值为转速调节器输出负限幅值为，正限幅值为。

根据已知参数可求得转速反馈系数为电流反馈系数为另外由根据电机参数得电流调节器的设计在图画线结构框图中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。

实际反电动势与转速成正比，系统的电磁时间常数远小于机电时间常数，因此转速的变化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是个变化较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即这样在按动态性能设计电流环时，可以不考虑反电动势变化的影响。

也就是说可以去掉反电动势的作用这样得到电流环的近似结构框图如图所示电流环动态结构图可简化为图电流环动态结构框图确定时间常数根据已知数据得电磁时间常数三相桥式晶闸管整流电路的平均后时间，取电流反馈滤波时间常数，可得电流环的小时间常数为选择电流调节器结构根据设计要求电流超调量并且保证稳态电流无静差，可以按典型型系统设计电流调节器。

电流环控制对象是双惯性型的，因此电流调节器选用调节器，其传递函数为另检查电源电压的抗扰动性能参照附表的典型型系统动态抗扰性能可采用调节器。

表典型型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系参数关系阻尼比ξ超调量上升时间∞峰值时间∞相对稳定裕度截止频率计算电流调节器参数电流调节器超前时间常数为满足要求，应取，因此电流环开环增益为于是电流调节器的比例系数为校验近似条件电流环截至频率，晶闸管装置传递函数近似条件为，现故该近似条件满足。

忽略反电动势影响的近似条件为，现故该近似条件满足。

电流环小时间常数近即时，退饱和超调量为满足设计要求。

表典型Ⅱ型系统动态抗扰性能指标与参数的关系空载起动到额定转速的过渡过程中，由于在大部分时间内饱和而不起调节作用，使过渡过程时间延长，可表示为其中为恒流升速时间，是退饱和超调过渡过程时间。

退饱和超调过渡过程时间等于动态速升的回复时间。

当时。

但恢复时间是按误差为计算的。

这里，故。

这就是说，转速进入的恢复时间为。

但这里的恢复时间应按转速进入来计算，由于远大于，显然所需时间将远小于，故可忽略不计，于是。

可见，能满足设计要求。

这样，就可根据选择转速调节器的参数。

的时间常数为转速环开环增益为比例系数为如去调节器输入电阻，则，取，取，取校验近似条件转速环截止频率为电流闭环传递函数简化条件为，现故满足该简化条件。

小时间常数近似处理条件为，现故满足该简化条件第四章触发电路的选择与原理图三相整流电路中必须对两组中应导通的对晶闸管同时给触发脉冲为此可以采用两种办法种是使每个触发脉冲宽度大于，称宽脉冲触发另种是在触发号晶闸管的同时给前号晶闸管补发个脉冲，相当于用两个窄脉冲等效代替个宽脉冲，称为双脉冲触发。

随着工业自动化，集成化的不断把发展现在市场中已有多种型号的六脉冲触发集成电路广泛应用于各种控制中，从本设计的简单和稳定性出发，本设计直接采用系列的三相全控桥式整流电路的集成触发器作为三相整流电路的触发电路。

的内部是由个二极管构成的个或门，其作用是将路单脉冲输入转换为路双脉冲输出。

以上触发电路均为模拟量，这样使集成片内部结构可靠，但是却是其容易受电网电压影响，导致触发脉冲的不对称度较高，可达。

在对精度要求高的大容量变流装置中，采用了数字触发电路，可获得很好触发脉冲对称度。

的主要参数和限制工作电源电压同步输入允许最大电流值输出脉宽最大负载能力由外部接线组成的三相桥式整流电路触发原理图如下图所示图三相全控桥整流电路的集成触发电路原理图该集成片的主要设计特点为端口和端口，端口和端口，端口和端口分别输出两路相位互差的移向脉冲，可以方便地构成全控桥式晶闸管触发器线路。

输出