节，并将运算结果进行逻辑处理后赋值给比较寄存器，从而产生信号。同时查表指针加，在个正弦波周期结束时，将查表指针复位至参考正弦波表的首地址。图的模拟实现方法全比较单元通用定时器比较值比较值由于定时器的计数值始终是正的数值，且基准正弦波数据也为正的数值。因此根据结论中所述的模拟双极性生成法则。直接将两者按定的比例关系进行交截。在调节限幅时将下限值设置为零，上限值设置为最大值即为周期寄存器的值，将运算结果赋值给比较寄存器，即可生成双极性。由于混合要求四个开关管轮流的在低频和高频中切换。为了实现该机制，在调节限幅时，使上下限值关于零对称，即上限值设置为周期寄存器的值，下限值设置为相应的负值。然后将输出与零进行判断，其实现流程如图所示。按以下赋值，即可实现输出。从而在逆变器的输出端得到正弦调制输出。由于三角载波的频率通常较高，理论上其输出电压波形的谐波频率主要集中在较高的频段上，所以经过级低通滤波器就可以得到较为理想的正弦波输出电压。这也是正弦脉宽调制技术逆变电路的性能与可靠性有明显的提高。调制的工作原理是采用正弦控制信号与高频三角波载波相交截，产生正弦脉宽调制信号，再经过逻辑变换功率放大等，得到功率管的驱动信号，控制功率管的开通与关断，系数和电压反馈系数越大电压调节器积分常数和电流反馈系数越小，静差越小，系统外特性越硬。技术逆变器采用方式，可以有效地抑制谐波，在频率效率各方面都有明显的优点，使根据以上分析，可以得出在相同的负载条件下，电流调节器比例该系统的静差为其中同理，系统纯阻性负载时的传递函数为由空载的闭环传递函数知，系统空载时的传递函数为劳斯稳定判据，要保证该闭环控制系统稳定，必须满足同理可得，空载时要保证系统稳定，必须满足纯阻性负载时系统的闭环传递函数为根据空载时系统的闭环传递函数为载到满载过程中输出电压的变化量越小。面对双环系统的外特性进行具体分析。根据图的传递函数框图可得纯阻性负载时系统的开环传递函数为的比例系数为电感电流的反馈系数，为输出电压的反馈系数，为正弦参考电压。外特性是衡量逆变器性能的个重要指标，逆变器的外特性越硬，其输出电压受负载的影响越小，即逆变器从空图数字系统传递函数框图图中为电阻值为电容值为电感值分别为电压环调节的比例系数和积分系数为电流环的比例系数为控制调节器逆变器输出滤波器正弦参考电压电感电流检测输出电压检测图数字系统控制策略框图节，内环采用输出电感电流的反馈信号与电压调节器的输出进行比较，采用比例调节。通过该双闭环控制策略产生的信号驱动逆变器的全桥电路，经输出滤波器得到正弦交流电输出。电压环调节器电流环中，其性能将得到较大的改进。数字控制策略框图如图所示，系统的传递函数如图所示。外环采用输出电压瞬时值直接反馈，与数字控制器程序内的正弦表参考电压比较，电压调节器采用比例积分调用了控制策略进行逆变系统的控制。逆变器采用控制时，如果只是采样输出电压瞬时值反馈，其动态性能和带非线性负载时的性能均无法令人满意如果将流经输出滤波电感或输出滤波电容的电流瞬时值引入反馈中用了控制策略进行逆变系统的控制。逆变器采用控制时，如果只是采样输出电压瞬时值反馈，其动态性能和带非线性负载时的性能均无法令人满意如果将流经输出滤波电感或输出滤波电容的电流瞬时值引入反馈中，其性能将得到较大的改进。数字控制策略框图如图所示，系统的传递函数如图所示。外环采用输出电压瞬时值直接反馈，与数字控制器程序内的正弦表参考电压比较，电压调节器采用比例积分调节，内环采用输出电感电流的反馈信号与电压调节器的输出进行比较，采用比例调节。通过该双闭环控制策略产生的信号驱动逆变器的全桥电路，经输出滤波器得到正弦交流电输出。电压环调节器电流环调节器逆变器输出滤波器正弦参考电压电感电流检测输出电压检测图数字系统控制策略框图图数字系统传递函数框图图中为电阻值为电容值为电感值分别为电压环调节的比例系数和积分系数为电流环的比例系数为控制的比例系数为电感电流的反馈系数，为输出电压的反馈系数，为正弦参考电压。外特性是衡量逆变器性能的个重要指标，逆变器的外特性越硬，其输出电压受负载的影响越小，即逆变器从空载到满载过程中输出电压的变化量越小。面对双环系统的外特性进行具体分析。根据图的传递函数框图可得纯阻性负载时系统的开环传递函数为空载时系统的闭环传递函数为纯阻性负载时系统的闭环传递函数为根据劳斯稳定判据，要保证该闭环控制系统稳定，必须满足同理可得，空载时要保证系统稳定，必须满足由空载的闭环传递函数知，系统空载时的传递函数为同理，系统纯阻性负载时的传递函数为该系统的静差为其中根据以上分析，可以得出在相同的负载条件下，电流调节器比例系数和电压反馈系数越大电压调节器积分常数和电流反馈系数越小，静差越小，系统外特性越硬。技术逆变器采用方式，可以有效地抑制谐波，在频率效率各方面都有明显的优点，使逆变电路的性能与可靠性有明显的提高。调制的工作原理是采用正弦控制信号与高频三角波载波相交截，产生正弦脉宽调制信号，再经过逻辑变换功率放大等，得到功率管的驱动信号，控制功率管的开通与关断，从而在逆变器的输出端得到正弦调制输出。由于三角载波的频率通常较高，理论上其输出电压波形的谐波频率主要集中在较高的频段上，所以经过级低通滤波器就可以得到较为理想的正弦波输出电压。这也是正弦脉宽调制技术得到广泛应用的原因之。根据每发生次开关时输出电压的脉冲极性变化情况，正弦脉宽调制可以分为双极性调制方式和单极性调制方式。双极性调制方式双极性调制时，逆变全桥电路的对角功率管，同时开通和关断，两组互补导通，所有功率管均为高频开关。如图所示，每发生次开关，逆变桥的输出电压为正输入电压或负输入电压，从而在输出电压的半个周期内，在和电平之间切换，即或切换方式，整个输出电压周期内得到两态的输出电压波形。图双极性生成机制图单极性生成机制单极性调制方式传统的单极性调制方式原理如图所示，逆变桥的两个桥臂分别通过三角载波与正负正弦调制信号相交截分开调制，当对角功率管开通时或，逆变桥输出为或当桥臂上部两只功率管或下部两只功率管开通时，逆变桥的输出为零。这样，每发生次开关，输出电压在与或与之间变化，从而在输出电压的半个周期内，为和或和，即或切换方式，整个输出电压周期内所得到三态的输出电压波形。在传统的单极性调制方式中，所有的功率管仍为高频开关。与双极性调制相比，其开关频率在实效上增加倍，同时，每次开关输出电压的变化从前者的降低到，其输出电压波形的谐波频谱会有所改善。分析上述的两种调制方式可知，在这两种调制方式下，逆变器的功率管均以较高的开关频率工作，尽管得到了较理想的输出正弦电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗。开关频率越高，波形越理想，但损耗越大，二者相互矛盾。因此，设想种能将两者很好结合的调制方案，既得到高质，通过电压调节器来实现，然后再进行电流环调节，并将运算结果进行逻辑处理后赋值给比较寄存器，从而产生信号。同时查表指针加，在个正弦波周期结束时，将查表指针复位至参考正弦波表的首地址。图的模拟实现方法全比较单元通用定时器比较值比较值由于定时器的计数值始终是正的数值，且基准正弦波数据也为正的数值。因此根据结论中所述的模拟双极性生成法则。直接将两者按定的比例关系进行交截。在调节限幅时将下限值设置为零，上限值设置为最大值即为周期寄存器的值，将运算结果赋值给比较寄存器，即可生成双极性。由于混合要求四个开关管轮流的在低频和高频中切换。为了实现该机制，在调节限幅时，使上下限值关于零对称，即上限值设置为周期寄存器的值，下限值设置为相应的负值。然后将输出与零进行判断，其实现流程如图所示。按以下赋值，即可实现输出。精度修正由于采样是系统中的关键部分，它的转换精度直接关系到控制策略的有效性，因此应尽量提高的内部模块的精度。但在实际使用中，发现内部的转换结果误差较大，如果直接将此转换结果用于控制，必然会降低控制精度。为了克服这个缺点，提高其转换精度，在实际调试中通过大量的实验，在软件上进行修正，起到了很好的效果。的转换器主要存在失调误差和增益误差。理想情况下，模块转换方程为其中输入电压值，输出计数值，为理想增益。在实际中，转换模块的各种误差是不可避免的，这里定义具有增益误差和失调误差的模块的转换方程为图实现流程输出输出式中为实际增益，为失调误差。通过对的信号采集进行多次测量后，发现增益误差般在以内，即，失调误差般在以内，即。的理想状态及实际状态比较如图所示。如以最坏情况为例，求得其最大输入电压值为，有效位数为。通过以上分析可以看出，的转换精度较差的主要原因是存在增益误差和失调误差，因此要提高转换精度就必须对两种误差进行补偿。对于模块采取了如下方法对其进行校正。选用的任意两个通道作为参考输入通道，并分别提供给它们已知的直流参考电压作为输入，本设计采用和引脚的内部参考电压值，分别是和。通过读取相应的结果寄存器获取转换值，利用两组输入输出值求得模块的校正增益和校正失调，然后利用这两个值对其他通道的转换数据进行补偿，从而提高了模块转换的准确度。下面介绍了如何利用方程获取的校正增益和校正失调。具体计算过程如下获取已知输入参考电压信号和所对应的转换值和