，，，，源电压，线电流和整流器输入电压，和分别是输入电阻和输入电感。当已知线电压峰值，角频率和初始相位角时，假定三相系统是平衡，则源相位电压可以表达为其中种基于估计相位角变换矩阵，将三相变量变换成个同步，坐标系，这个矩阵是将式变为坐标系使用式其中是个微分算子且将式写成矢量形式其中，，，用式对式进行变换其中通过前向差分来接近微分限幅，分别将式和式用离散域表示其中，是采样周期图总控制模块图系统控制控制器是用来调节直流输出电压和交流输入电流。对于解耦电流控制，交叉耦合项用前馈式补偿，同时，源电压作为扰动补偿。对于没有过调暂态响应，引入技术。消除源电压和线电流传感器总控制模块图如图所示。源电压和线电流估计算法在以后章节中介绍。预测电流估计由于存在计算时间，所以和不能立即计算。为了消除延迟影响，可以使用状态监测器。另外，状态监测器可以对估计变量起到滤波作用。将式用状态空间形式表达为其中，，，是输出。分别将式和式分别变换成离散领域其中，则加入了误差调整监测器等式为其中，是监测器增益矩阵，是指估计量，是提前个采样周期估计状态变量。用式和减去式，监测器动态误差等式表述为其中这里，假设模型参数与真实系统吻合很好。图所示是闭环状态监测器模块图。状态变量误差仅取决于初始误差，与输入无关。为了使式趋于零状态，典型等式根应该限制在单位圆内。图闭环状态监测器图短脉冲区域实验与讨论系统硬件构造图系统硬件结构图直流电流和相应相电流扇区图所示是系统硬件结构图。源电压是三相。输入电阻和电感分别为和。直流侧电容为，整流器开关切换频率为使用芯片设定在作为主处理器，同时用到两个位转换器个用来检测直流侧电流，另个用来检测直流侧输出电压源电压和电流。其中直流侧数量只是为了性能比较而测量。内部两个时钟个是用来决定波控制周期，另个是用来决定直流侧电流中断。考虑到整流器空白时间，转换时间和其他信号延迟时间，最小脉冲宽度设定为实验结果图所示是测得直流侧电流和相电流。假设空间矢量图扇区，直流侧电流对应于。图所示是滤波之前未经处理直流侧电流。因漏电感和缓冲电容共振，会产生噪声成分。如图中所示，当采样动态电压矢量末端直流电流时，测量误差可以减小。图直流侧电流采样图开始时估计源电压和电流为了进步减少误差，可以使用低通滤波器，结果如图所示。第二顺序滤波器截止频率是，开关切换频率为，所以可以得到没有显著延迟滤波信号。图所示是开始时估计源电压和电流。使用提出初始估计策略，开始操作效果很好。图所示是估计源电压相位角数值和波形。它们和测量结果十分吻合。图所是在单位功率因数时源电压和电流波形。当整流器与逆变器相连时，在没有额外电流传感器情况下对交流汽车驾驶来说是可行。图稳态时估计源电压相位角数值波形图源电压和电流波形估计值测量值结论这篇文章提出了种整流器新颖控制方法。这种方法没有使用任何交流输入电压和电流传感器，而仅仅使用直流电压和电流传感器。减少传感器数量可以减少系统费用同时就提高系统稳定性。通过控制整流器电流和它模型电流偏差为零，可以估计相位角和源电压数值。对于线电流重建，使用开关状态和直流侧电流测量。为了消除因微处理器计算时间所带来延迟影响，使用预测状态监测器。可以看出，估计算法对参数变化是健全。整个算法已经通过作为控制器整流器原型执行。实验结果证明已经证明了提出消除交流传感器方案可行性。，，，，，，，，，，，，，，，，，，，，，，，，，，，，，，，，